PFC-Schaltung (Power Factor Correction) - Lernprogramm

In diesem Beitrag werden die verschiedenen Methoden zum Konfigurieren einer Leistungsfaktorkorrekturschaltung oder einer PFC-Schaltung in SMPS-Designs beschrieben und die Best-Practice-Optionen für diese Topologien erläutert, damit sie den modernen PFC-Beschränkungsrichtlinien entsprechen.

Das Entwerfen effizienter Stromversorgungsschaltungen war noch nie so einfach, doch im Laufe der Zeit konnten die Forscher die meisten Probleme lösen, und genau in diesem Sinne werden auch die modernen SMPS-Designs dank optimaler Ergebnisse optimiert die aufkommenden Regulierungsstandards, die eine wichtige Rolle bei der Implementierung strengerer Qualitätsparameter für die modernen Netzteile spielten.

PFC-Richtlinien

Die modernen Qualitätsbeschränkungen für die Stromversorgung werden recht aggressiv festgelegt, und zwar gemeinsam durch die Bemühungen der Hersteller, Zulieferer und anderer betroffener Leitungsgremien.

Unter den vielen Qualitätsparametern, die für die modernen Stromversorgungskonstruktionen festgelegt wurden, wurde die Leistungsfaktorkorrekturkorrektur (PFC), die tatsächlich in Form einer Oberschwingungsunterdrückung vorliegt, durch die IEC 61000-3-2-Regeln als obligatorische Anforderung deklariert.

Aus diesem Grund sind Entwickler gezwungen, sich härteren Herausforderungen bei der Entwicklung von Leistungsfaktorkorrekturstufen in ihren Netzteilkonstruktionen zu stellen, um diese strengen modernen Gesetze zu erfüllen, und da Netzteile mit ihren Spezifikationen und ihrem Anwendungsbereich immer beeindruckender werden und geeignete PFC-Schaltungen strukturieren wird für die vielen Hersteller in der Arena nicht einfacher.

Die vorgestellten Tutorials sind speziell für alle Verbände und Fachleute gedacht, die sich mit der Herstellung von oder beschäftigen Design von Flyback SMPS um ihnen die idealsten PFC-Designs und -Berechnungen gemäß ihren individuellen Anforderungen zu ermöglichen.

Die in diesen Tutorials enthaltenen Diskussionen helfen Ihnen dabei, PFC-Schaltungen auch für sehr große Einheiten im Bereich von bis zu 400 Watt und 0,75 Ampere zu entwerfen.

Die Leser erhalten auch die Möglichkeit, sich über die Auswahl einstufiger isolierter Wandler zu informieren, die auch LED-Treiber enthalten. Das Schritt-für-Schritt-Tutorial und die Anweisungen sowie Vergleiche auf Systemebene werden den vielen Entwicklern, die aktiv auf dem Gebiet der Leistungselektronik tätig sind, näher gebracht Gehen Sie mit dem optimalsten Ansatz für ihre spezifischen Anwendungsanforderungen vor

Leistungsfaktorkorrekturziel

Die Optimierung der Leistungsfaktorkorrekturschaltung in den modernen SMPS-Einheiten (Switch Mode Power Supply) könnte sich in der jüngeren Vergangenheit aufgrund der Einführung einer Reihe fortschrittlicher relevanter integrierter Schaltkreise (ICs) entwickeln, die es ermöglicht haben, verschiedene PFC-Designs mit spezifischen Eigenschaften festzulegen Betriebsarten und mit individueller Fähigkeit zur Handhabung von Herausforderungen.

Mit der Zunahme des Angebots an SMPS-Topologien hat sich auch die Komplexität bei der Entwicklung und Implementierung von PFC in den heutigen Tagen verschärft.

Im ersten Tutorial lernen wir die betrieblichen Details des Entwurfs kennen, die von Fachleuten am meisten bevorzugt werden, um die Korrekturen vorzunehmen.

Grundsätzlich hilft die Leistungsfaktorkorrektur, den Eingangsstrom in Offline-Netzteilen so zu optimieren, dass diese die Wirkleistung des verfügbaren Netzeingangs verbessern können.

Gemäß der normalen Anforderung muss sich ein bestimmtes Elektrogerät als Last mit einem reinen spezifischen Widerstand emulieren, damit es einen Blindleistungsverbrauch von Null hat.

Dieser Zustand führt zur Erzeugung von Oberschwingungsströmen von nahezu Null, mit anderen Worten, es ermöglicht, dass der verbrauchte Strom perfekt in Phase mit der Eingangsversorgungsspannung ist, die normalerweise in Form einer Sinuswelle vorliegt.

Diese Leistung erleichtert es dem Gerät, den „Wirkstrom“ aus dem Netz auf dem optimalsten und effizientesten Niveau zu verbrauchen, was wiederum dazu führt, dass die Verschwendung von Elektrizität minimiert und die Effizienz erhöht wird.

Diese effektive Nutzung von Elektrizität hilft nicht nur dem Gerät, sich am effizientesten zu präsentieren, sondern auch den Versorgungsunternehmen und den beteiligten Investitionsgütern für den Prozess.

Das obige Merkmal ermöglicht es außerdem, dass die Stromleitungen frei von Oberschwingungen und den daraus resultierenden Störungen über die Geräte innerhalb des Netzwerks sind.

Abgesehen von den oben genannten Vorteilen dient die Aufnahme eines PFC in moderne Netzteile auch dazu, die in Europa und Japan festgelegten gesetzlichen Anforderungen mit der IEC61000-3-2 zu erfüllen, für die alle elektrischen Geräte qualifiziert sein sollten.

Der oben genannte Zustand wurde für die meisten elektronischen Geräte geregelt, die gemäß den Gerätestandards der Klasse D eine Leistung von über 75 Watt aufweisen können oder sogar noch höher sind, wobei die höchste Amplitude der Oberwellen mit Netzfrequenz bis zur 39. Harmonischen angegeben wird.

Neben diesen Standards wird PFC auch eingesetzt, um andere Effizienzvorteile sicherzustellen, wie z. B. Energy Star 5.0, das für Computer von entscheidender Bedeutung ist, und Energy Star 2.0 für Stromversorgungssysteme und Fernsehgeräte seit 2008.

Definition des Leistungsfaktors

Die PFC- oder Leistungsfaktorkorrektur kann als das Verhältnis von Wirkleistung zu Scheinleistung definiert und ausgedrückt werden als:

PF = Wirkleistung / Scheinleistung, wobei Wirkleistung ausgedrückt wird in
Watt, während Scheinleistung in VA ausgedrückt wird.

In diesem Ausdruck wird die Wirkleistung als Durchschnitt des Momentanprodukts von Strom und Spannung über eine Phase oder einen Zyklus bestimmt, während die Scheinleistung als der Effektivwert von Strom mal Spannung betrachtet wird.

Dies legt nahe, dass der resultierende Leistungsfaktor 1,0 beträgt, wenn Strom- und Spannungsgegenstücke sinusförmig und in Phase miteinander sind.

In einem Zustand, in dem der Strom und die Spannungsparameter sinusförmig, aber nicht in Phase sind, entsteht jedoch ein Leistungsfaktor, der dem Kosinus des Phasenwinkels entspricht.

Die oben beschriebenen Leistungsfaktorbedingungen gelten in Fällen, in denen sowohl Spannung als auch Strom reine Sinuswellen sind, in Verbindung mit einer Situation, in der die zugehörige Last aus ohmschen, induktiven und kapazitiven Komponenten besteht, die alle nichtlinearer Natur sein können passt sich nicht den Eingangsstrom- und Spannungsparametern an.

SMPS-Topologien führen aufgrund der oben erläuterten Natur ihrer Schaltung typischerweise eine nichtlineare Impedanz in die Netzleitung ein.

Wie SMPS funktioniert

Eine SMPS-Schaltung enthält im Wesentlichen eine Gleichrichterstufe am Eingang, die eine Halbwelle oder ein Vollwellengleichrichter sein kann, und einen komplementären Filterkondensator, um die gleichgerichtete Spannung über ihr bis zum Zeitpunkt der nächsten Spitze auf dem Spitzenpegel der Sinuswelle der Eingangsversorgung zu halten Eine Sinuswelle erscheint und wiederholt den Ladezyklus dieses Kondensators, was zu der erforderlichen konstanten Spitzenspannung über ihm führt.

Dieser Prozess des Ladens des Kondensators bei jedem Spitzenzyklus des Wechselstroms erfordert, dass der Eingang zwischen diesen Spitzenintervallen mit genügend Strom ausgestattet ist, um den Lastverbrauch des SMPS zu erfüllen.

Der Zyklus wird implementiert, indem schnell ein großer Strom in den Kondensator geleitet wird, der durch Entladen an die Last angelegt wird, bis der nächste Spitzenzyklus eintrifft.

Für dieses ungleichmäßige Lade- und Entlademuster wird empfohlen, dass der Impulsstrom vom Kondensator 15% höher ist als der durchschnittliche Bedarf der Last.

Wir können in der obigen Abbildung sehen, dass trotz der erheblichen Verzerrung die Spannungs- und Stromparameter offensichtlich miteinander in Phase sind.

Wenn wir jedoch den Begriff 'Phasenwinkelkosinus' auf das oben Gesagte anwenden, würde dies zu einer falschen Schlussfolgerung hinsichtlich der Stromversorgung mit einem Leistungsfaktor von 1,0 führen

Die obere und die untere Wellenform geben den Betrag des Oberwellengehalts des Stroms an.

Hier wird der 'Grundoberwellengehalt' im Vergleich zu einer Amplitude von 100% angegeben, während die höheren Oberschwingungen als zusätzliche Prozentsätze der Grundamplitude dargestellt werden.

Da die Wirkleistung jedoch nur durch die Grundkomponente bestimmt wird, während die anderen zusätzlichen Harmonischen nur die Scheinleistung darstellen, kann der tatsächliche Leistungsfaktor deutlich unter 1,0 liegen.

Wir nennen diese Abweichung den Begriff Verzerrungsfaktor, der im Wesentlichen dafür verantwortlich ist, dass in SMPS-Einheiten ein Leistungsfaktor ungleich eins entsteht.

Ausdruck für reale und scheinbare Kraft

Ein allgemeiner Ausdruck, der die Verbindung zwischen der realen und der scheinbaren Kraft anspricht, kann wie folgt gegeben werden:

Wobei cosΦ den Verschiebungsfaktor bildet, der aus dem Phasenwinkel Φ zwischen den Strom- / Spannungswellenformen hervorgeht, und cosΦ den Verzerrungsfaktor bezeichnet.

Anhand des folgenden Diagramms können wir eine Situation beobachten, die eine perfekte Leistungsfaktorkorrektur zeigt.

Wir können sehen, dass hier die aktuelle Wellenform die Spannungswellenform idealerweise nachbildet, da beide offensichtlich in Phase und synchron zueinander laufen.

Daher könnte hier angenommen werden, dass die Eingangsstromoberwellen nahezu Null sind.

Leistungsfaktorkorrektur gegen Oberschwingungsreduzierung

Wenn man sich die früheren Abbildungen ansieht, ist es offensichtlich, dass Leistungsfaktor und niedrige Harmonische miteinander synchron arbeiten.

Es wird allgemein angenommen, dass die Festlegung von Grenzwerten für die jeweiligen Harmonischen dazu beitragen kann, die Eingangsstromverschmutzung in Stromleitungen zu begrenzen, indem störende Stromstörungen mit den anderen Geräten in der Nähe beseitigt werden.

Während die Verarbeitung des Eingangsstroms als 'Leistungsfaktorkorrektur' bezeichnet werden kann, wird die Ausgangsgröße der Verfeinerung daher als harmonischer Gehalt gemäß den internationalen Richtlinien verstanden.

Bei SMPS-Topologien ist es normalerweise das Verschiebungselement, das ungefähr eins ist, was zu den folgenden Beziehungen zwischen Leistungsfaktor und harmonischer Verzerrung führt.

In dem Ausdruck repräsentiert die THD die gesamte harmonische Verzerrung als die quadratische Summe der schädlichen Harmonischen über dem Grundgehalt, wobei das relative Gewicht des zugehörigen Oberwellengehalts in Bezug auf das grundlegende Gegenstück ausgedrückt wird. Die andere Gleichung assoziiert die absolute Zahl der THD und nicht im prozentualen Anteil, was ausdrückt, dass THD im Wesentlichen Null sein muss, um einen Einheits-PF zu erzeugen.

Arten der Leistungsfaktorkorrektur

Die Eingangswellenformkennlinie in der obigen Abbildung zeigt einen typischen 'aktiven' Typ der Leistungsfaktorkorrektur für ein SMPS-Gerät, das zwischen einer Eingangsgleichrichterkonfiguration und einem Filterkondensator und über eine integrierte PFC-Schaltung eingeführt wird, die den Vorgang zusammen mit der zugehörigen Schaltung für steuert Sicherstellen, dass der Eingangsstrom kohärent der Eingangsspannungswellenform folgt.

Diese Art der Verarbeitung kann als die am weitesten verbreitete Art von PFC angesehen werden, die in modernen SMPS-Schaltungen verwendet wird, wie in der folgenden Abbildung zu sehen ist.

Trotzdem ist es keineswegs obligatorisch, dass nur „aktive“ Versionen mit ICs und Halbleitern für die vorgeschlagene PFC verwendet werden. Eine andere Form des Designs, die eine angemessene Menge an PFC unter den festgelegten Vorschriften garantieren kann, wird normalerweise begrüßt.

Es wurde bemerkt, dass tatsächlich ein einzelner Induktor, der die Position des 'aktiven' Gegenstücks ersetzt, in der Lage ist, die Harmonischen ziemlich zufriedenstellend zu unterdrücken, indem die Spitzen gesteuert werden und indem der Strom ziemlich synchron mit der Eingangsspannung ziemlich effizient gleichmäßig verteilt wird.

Passives PFC-Design

Diese Form der passiven PFC-Steuerung könnte jedoch einen erheblich sperrigen Induktor mit Eisenkern erfordern und kann daher für Anwendungen verwendet werden, bei denen die Kompaktheit nicht die entscheidende Anforderung ist. (Seite 12)

Ein passiver Einzelinduktor scheint eine schnelle Lösung für PFC zu sein, aber für Anwendungen mit hoher Leistung kann die Größe aufgrund der unpraktisch großen Abmessungen uninteressant werden.

In der folgenden Grafik können wir die Eingangseigenschaften von drei 250-Watt-PC-SMPS-Varianten sehen, die jeweils eine aktuelle Wellenform mit einem äquivalenten Skalierungsfaktor darstellen.

Wir können leicht erkennen, dass das Ergebnis eines PFC auf Basis eines passiven Induktors 33% höhere Stromspitzen aufweist als bei einem aktiven PFC-Filter.

Auch wenn dies möglicherweise in der Lage ist, die IEC61000-3-2-Standards zu erfüllen, wird es definitiv nicht der neueren strengeren 0,9PF-Anforderungsregel entsprechen und die gemäß diesen neuen Standards festgelegte QC-Akzeptanzstufe verfehlen.

Grundlegendes Blockdiagramm

Aufgrund des anhaltenden elektronischen Markttrends, bei dem die Kupferkosten zusammen mit dem Anstieg des Magnetkernprozesses und der Einführung moderner, viel billigerer Halbleitermaterialien steigen, ist es keine Überraschung, wenn wir den aktiven PFC-Ansatz bemerken außerordentlich beliebt als das passive Gegenstück.

Und dieser Trend könnte in der kommenden Zukunft noch stärker werden und den vielen SMPS-Designern und -Herstellern immer fortschrittlichere und verbesserte PFC-Lösungen präsentieren.

Vergleich der Oberwellen der Eingangsleitung mit den IEC610003-2-Standards

In der folgenden Abbildung sehen wir Spuren von drei separaten 250-Watt-PC-SMPS-Ergebnissen unter Bezugnahme auf die IEC6000-3-2-Einschränkungen. Die angegebene Einschränkung gilt für alle Geräte der Klasse D wie PCs, Fernseher und deren Monitore.

Die angezeigten Grenzwerte für den Oberwellengehalt werden entsprechend der Eingangsleistung der Geräte festgelegt. Für Produkte, die sich auf Leuchten beziehen, wie z. B. LED-Leuchten, CFL-Leuchten, werden normalerweise Einschränkungen der Klasse C befolgt, die mit ihren Eingangsleistungsgrenzen identisch sind.

Bei anderen nicht konventionellen elektronischen Produkten ist die PFC-Grenze proportional zu einer Eingangsleistung von mindestens 600 Watt.

Wenn wir uns die passive PFC-Kurve ansehen, stellen wir fest, dass sie kaum mit der festgelegten Beschränkungsgrenze übereinstimmt, sondern nur eine Art Touch-and-Go-Situation (bei Harmonischer Nr. 3).

Analyse passiver PFC-Funktionen

In der folgenden Abbildung sehen Sie ein klassisches Beispiel für eine passive PFC-Schaltung, die für ein herkömmliches PC-Netzteil entwickelt wurde. Bemerkenswert ist hier die Verbindung des Mittelabgriffs der PFC-Induktivität mit der Eingangsspannung der Eingangsleitung.

Im 220-V-Auswahlmodus (Schalter offen) werden die gesamten zwei Abschnitte der Induktivität angelegt, wobei das Gleichrichternetzwerk wie eine Vollbrückengleichrichterschaltung arbeitet.

Im 110-V-Modus (Schalter schließen) werden jedoch nur 50% oder eine Hälfte der Spule durch den linken Abschnitt der zu implementierenden Spule verwendet, während der Gleichrichterabschnitt jetzt in eine Halbwellengleichrichter-Verdopplerschaltung umgewandelt wird.

Da die 220-V-Auswahl nach Vollwellengleichrichtung zwangsläufig etwa 330 V erzeugt, bildet dies den Buseingang für das SMPS und besitzt die Möglichkeit, entsprechend der Eingangsleitungsspannung erheblich zu schwanken.

Beispielschaltbild

Obwohl dieses passive PFC-Design mit seiner Leistung recht einfach und beeindruckend aussieht, kann es einige bemerkenswerte Nachteile aufweisen.

Neben der Sperrigkeit des PFC wirken sich zunächst zwei weitere Faktoren auf seine Leistung aus: der Einbau eines mechanischen Schalters, der das System während des Betriebs des Geräts für mögliche menschliche Fehler anfällig macht, sowie die damit verbundenen Verschleißprobleme.

Zweitens führt die nicht stabilisierte Netzspannung zu relativen Ineffizienzen in Bezug auf Kosteneffizienz und Genauigkeit der Umwandlung von Gleichstrom in Gleichstrom in Verbindung mit dem PFC-Ausgang.

CrM-Controller (Critical Conduction Mode)

Die als kritischer Leitungsmodus bezeichnete Reglerstufe, die auch als Übergangsmodus- oder BCM-Regler (Borderline Conduction Mode) bezeichnet wird, sind Schaltungskonfigurationen, die in Anwendungen der Lichtelektronik effektiv eingesetzt werden können. Obwohl diese Controller aufgrund ihrer Benutzerfreundlichkeit problemlos sind, sind sie relativ teuer.

Das folgende Diagramm 1-8 zeigt ein reguläres CrM-Steuerungsschaltungsdesign.

Typischerweise besitzt ein CrM-Controller-PFC die oben gezeigte Art von Schaltung, die mit Hilfe der folgenden Punkte verstanden werden kann:

Ein Eingang einer Referenzvervielfacherstufe empfängt ein entsprechend dimensioniertes Signal von einem zugehörigen Fehlerverstärkerausgang mit einem Niederfrequenzpol.

Der andere Eingang des Multiplikators ist mit einer stabilisierten geklemmten Gleichspannung referenziert, die aus einem gleichgerichteten Wechselstromleitungseingang extrahiert wurde.

Somit ist der resultierende Ausgang des Multiplikators das Produkt des relativen Gleichstroms vom Fehlerverstärkerausgang und des referenzierten Signals in Form von Vollwellen-Wechselstrom-Sinusimpulsen vom Wechselstromeingang.

Diese Ausgabe von der Multiplikatorstufe kann auch in Form von Vollwellensinusimpulsen gesehen werden, die jedoch im Verhältnis zu dem angelegten Fehlersignal (Verstärkungsfaktor), das als Referenz für die Eingangsspannung verwendet wird, angemessen verkleinert werden.

Die Signalamplitude dieser Quelle wird entsprechend angepasst, um die richtige spezifizierte Durchschnittsleistung zu implementieren und eine ordnungsgemäß geregelte Ausgangsspannung sicherzustellen.

Die Stufe, die für die Verarbeitung der Stromamplitude verantwortlich ist, bewirkt, dass der Strom gemäß der Ausgangswellenform vom Multiplikator fließt, es kann jedoch erwartet werden, dass die Amplitude des Netzfrequenzstromsignals (nach dem Glätten) die Hälfte dieser Referenz von der Multiplikatorstufe beträgt .

Hier können die Operationen durch Stromformungsschaltungen wie folgt verstanden werden:

In Bezug auf das obige Diagramm steht Vref für das Signal aus der Multiplikatorstufe, das weiter einem der Operationsverstärker eines Komparators zugeführt wird, dessen zweiter Eingang mit dem aktuellen Wellenformsignal referenziert ist.

Beim Netzschalter steigt der Strom über die Induktivität langsam an, bis das Signal über den Shunt den Vref-Pegel erreicht hat.

Dies zwingt den Komparator, seinen Ausgang von Ein auf AUS zu ändern und die Stromversorgung der Schaltung auszuschalten.

Sobald dies geschieht, beginnt die Spannung, die allmählich über den Induktor ansteigt, langsam gegen Null abzufallen, und sobald sie Null berührt, kehrt der Operationsverstärkerausgang zurück und schaltet sich wieder ein, und der Zyklus wiederholt sich weiter.

Wie der Name der obigen Charakteristik bedeutet, erlaubt das Steuermuster des Systems niemals, dass der Induktorstrom über die fortgesetzten und diskontinuierlichen Schaltmodi über die vorbestimmte Grenze hinausschießt.

Diese Anordnung hilft, die Beziehung zwischen dem durchschnittlichen Spitzenstrompegel des resultierenden Ausgangs vom Operationsverstärker vorherzusagen und zu berechnen. Da die Antwort in Form von Dreieckswellen vorliegt, bedeutet der Durchschnitt der Wellenform genau 50% der tatsächlichen Spitzen der Dreieckswellenformen.

Dies impliziert, dass der resultierende Durchschnittswert des Stromsignals der Dreieckswellen = Induktorstrom x R sense wäre oder einfach die Hälfte des voreingestellten Referenzpegels (Vref) des Operationsverstärkers setzen würde.

Die Frequenz eines Reglers, der das obige Prinzip verwendet, hängt von der Netzspannung und dem Laststrom ab. Die Frequenz kann bei höheren Netzspannungen viel höher sein und mit variierender Netzeingabe variieren.

Frequenzgeklemmter kritischer Leitungsmodus (FCCrM)

Trotz seiner Beliebtheit in verschiedenen PFC-Steuerungsanwendungen für industrielle Stromversorgungen weist der oben erläuterte CrM-Regler einige inhärente Nachteile auf.

Der Hauptfehler dieser Art von aktiver PFC-Steuerung ist ihre Frequenzinstabilität in Bezug auf Leitungs- und Lastbedingungen, die einen Anstieg der Frequenz bei leichteren Lasten und höheren Netzspannungen zeigt und auch jedes Mal, wenn sich die Eingangssinuswelle den Nulldurchgängen nähert.

Wenn versucht wird, dieses Problem durch Hinzufügen einer Frequenzklemme zu beheben, führt dies zu einem Ausgang mit einer verzerrten Stromwellenform, was unvermeidlich erscheint, da „Ton“ für dieses Verfahren nicht angepasst bleibt.

Die Entwicklung einer alternativen Technik hilft jedoch, eine echte Leistungsfaktorkorrektur auch im diskontinuierlichen Modus (DCM) zu erreichen. Das Funktionsprinzip kann in der folgenden Abbildung und mit den beigefügten Gleichungen untersucht werden.

Unter Bezugnahme auf das obige Diagramm kann der Spulenspitzenstrom durch Lösen ausgewertet werden:

Der durchschnittliche Spulenstrom in Bezug auf den Schaltzyklus (der zusätzlich als der momentane Leitungsstrom für den gegebenen Schaltzyklus angenommen wird, da die Schaltfrequenz normalerweise höher ist als die Netzfrequenz, auf der die Änderungen der Netzspannung stattfinden ) wird mit der Formel ausgedrückt:

Die Kombination der obigen Beziehung und die Vereinfachung der Begriffe ergibt Folgendes:

Der obige Ausdruck zeigt deutlich und impliziert, dass im Fall eines Verfahrens, bei dem ein Algorithmus darauf achtet, ton.tcycle / Tsw auf einem konstanten Niveau zu halten, es uns ermöglichen würde, einen Sinuswellenleitungsstrom mit einem Leistungsfaktor Eins auch im diskontinuierlichen Bereich zu erreichen Arbeitsweise.

Obwohl die obigen Überlegungen einige deutliche Vorteile für die vorgeschlagene DCM-Regeltechnik aufzeigen, scheint sie aufgrund der damit verbundenen hohen Spitzenstrompegel nicht die ideale Wahl zu sein, wie in der folgenden Tabelle gezeigt:

Um ideale PFC-Bedingungen zu erreichen, wäre es sinnvoll, eine Bedingung zu implementieren, bei der die Betriebsarten DCM und Crm zusammengeführt werden, um das Beste aus diesen beiden Gegenstücken herauszuholen.

Wenn daher die Lastbedingungen nicht schwer sind und das CrM mit einer hohen Frequenz läuft, geht die Schaltung in einen DCM-Betriebsmodus, und wenn der Laststrom hoch ist, kann der Crm-Zustand bestehen bleiben, so dass die Stromspitzen dies tun nicht dazu neigen, die unerwünschten hohen Grenzen zu überschreiten.

Diese Art der Optimierung über die beiden vorgeschlagenen Steuermodi lässt sich am besten in der folgenden Abbildung veranschaulichen, in der die Vorteile der beiden Steuermodi zusammengeführt werden, um die wünschenswertesten Lösungen zu erzielen.

Setzt den Leitungsmodus fort

Der kontinuierliche Leitungsmodus von PFC könnte in SMPS-Konstruktionen aufgrund ihrer flexiblen Anwendungsmerkmale und Reichweite und der damit verbundenen verschiedenen Vorteile sehr beliebt werden.

In diesem Modus wird die aktuelle Spitzenspannung auf einem niedrigeren Niveau gehalten, was zu minimierten Schaltverlusten innerhalb der relevanten Komponenten führt, und außerdem wird die Eingangswelligkeit auf einem minimalen Niveau mit einer relativ konstanten Frequenz wiedergegeben, was wiederum den Glättungsprozess viel einfacher macht das Gleiche.
Die folgenden Attribute, die dem PFC-Typ CCM zugeordnet sind, müssen etwas ausführlicher erörtert werden.

Vrms2-Steuerung

Eines der entscheidenden Attribute bei den meisten universell angewendeten PFC-Designs ist das Referenzsignal, das eine Steppen-Down-Nachahmung der gleichgerichteten Eingangsspannung sein muss.

Dieses minimierte gleichgerichtete Äquivalent der Eingangsspannung wird schließlich in der Schaltung angelegt, um die richtige Wellenform für den Ausgangsstrom zu formen.

Wie oben diskutiert, wird normalerweise eine Multiplikatorschaltungsstufe für diese Operation verwendet, aber wie wir wissen, könnte eine Multiplikatorschaltungsstufe relativ weniger kosteneffektiv sein als ein herkömmliches Multiplikatorsystem mit zwei Eingängen.

Ein klassisches Beispiellayout ist in der folgenden Abbildung zu sehen, das einen PFC-Ansatz im kontinuierlichen Modus zeigt.

Wie zu sehen ist, wird hier der Aufwärtswandler mit Hilfe einer durchschnittlichen Strommodus-PWM ausgelöst, die für die Dimensionierung des Induktorstroms (Eingangsstrom für den Wandler) unter Bezugnahme auf das Befehlsstromsignal V (i) verantwortlich ist. , was als das verkleinerte Äquivalent der Eingangsspannung V (in) zu einem Anteil von VDIV angesehen werden kann.

Dies wird implementiert, indem das Fehlerspannungssignal durch das Quadrat des Eingangsspannungssignals geteilt wird (geglättet durch den Kondensator Cf, um einen vereinfachten Skalierungsfaktor in Bezug auf den Eingangsspannungspegel zu erzeugen).

Obwohl es möglicherweise etwas umständlich ist, zu sehen, dass das Fehlersignal durch das Quadrat der Eingangsspannung geteilt wird, besteht der Grund für diese Maßnahme darin, eine Schleifenverstärkung (oder eine transientenabhängige Antwort) zu erzeugen, die möglicherweise nicht auf der Eingangsspannung basiert auslösen.

Die Quadratur der Spannung am Nenner neutralisiert sich mit dem Wert von Vsin zusammen mit der Übertragungsfunktion der PWM-Steuerung (der Proportionalität der Stromgraphensteigung des Induktors zur Eingangsspannung).

Ein Nachteil dieser Form von PFC ist jedoch die Flexibilität des Multiplikators, die diese Stufe dazu zwingt, etwas überarbeitet zu werden, insbesondere die Leistungshandhabungsabschnitte der Schaltung, so dass sie selbst die Worst-Case-Verlustleistungsszenarien unterstützt.

Durchschnittliche aktuelle Modussteuerung

In der obigen Abbildung können wir sehen, wie das vom Multiplikator V (i) erzeugte Referenzsignal die Form der Wellenform und den Skalierungsbereich des PFC-Eingangsstroms kennzeichnet.

Die angegebene PWM-Stufe ist dafür verantwortlich, dass ein durchschnittlicher Eingangsstrom dem Referenzwert entspricht. Die Prozedur wird durch eine durchschnittliche Strommodus-Reglerstufe ausgeführt, wie in der folgenden Abbildung zu sehen ist.

Die Durchschnittsstrommodussteuerung ist grundsätzlich so konfiguriert, dass sie den Durchschnittsstrom (Eingang / Ausgang) in Bezug auf das Steuersignal Icp regelt, das wiederum durch Verwendung einer Niederfrequenz-Gleichstromschleife durch eine Fehlerverstärkerschaltungsstufe erzeugt wird, und dies ist nichts anderes als der äquivalente Strom, der dem Signal Vi entspricht, das in der früheren Figur dazu gezeigt ist.

Der Stufenstromverstärker fungiert sowohl als Stromintegrator als auch als Fehlerverstärker, um die Form der Wellenform zu regulieren, während das über Rcp erzeugte Icp-Signal für die Ausführung der DC-Eingangsspannungssteuerung verantwortlich wird.

Um eine lineare Reaktion des Stromverstärkers sicherzustellen, muss sein Eingang ähnlich sein, was bedeutet, dass die über R (Shunt) erzeugte Potentialdifferenz ähnlich der um Rcp erzeugten Spannung sein muss, da wir keinen Gleichstrom durch den haben können nicht invertierender Widerstandseingang des Stromverstärkers.

Der vom Stromverstärker erzeugte Ausgang soll ein 'niederfrequentes' Fehlersignal sein, abhängig vom durchschnittlichen Strom des Shunts sowie dem Signal vom Isp.

Jetzt erzeugt ein Oszillator ein Sägezahnsignal, das zum Vergleichen des obigen Signals mit diesem verwendet wird, genau wie dies bei der Spannungsmodussteuerung der Fall ist.

Dies führt zur Erzeugung von PWMs, die durch Vergleichen der oben erwähnten zwei Signale bestimmt werden.

Erweiterte PFC-Lösungen

Die verschiedenen oben diskutierten Methoden der PFC-Steuerung (CrM, CCM, DCM) und ihre Varianten bieten den Entwicklern verschiedene Möglichkeiten zur Konfiguration von PFC-Schaltungen.

Trotz dieser Optionen hat die konsequente Suche nach besseren und fortschrittlicheren Modulen in Bezug auf die Effizienz die Diagnose anspruchsvollerer Designs für diese Anwendungen ermöglicht.

Wir werden mehr darüber diskutieren, da dieser Artikel mit den neuesten Informationen zu diesem Thema aktualisiert wird.