So entwerfen Sie einen Flyback-Konverter - Umfassendes Tutorial

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Eine Flyback-Konfiguration ist die bevorzugte Topologie in SMPS-Anwendungsdesigns, hauptsächlich weil sie eine vollständige Isolierung des Ausgangs-Gleichstroms vom Eingangsnetz-Wechselstrom garantiert. Weitere Merkmale sind niedrige Herstellungskosten, einfacheres Design und unkomplizierte Implementierung. Die Niedrigstrom-DCM-Version von Flyback-Wandlern mit einer Ausgangsspezifikation von weniger als 50 Watt wird häufiger verwendet als die größeren Hochstrom-Gegenstücke.

Lassen Sie uns die Details mit einer umfassenden Erklärung in den folgenden Abschnitten lernen:



Umfassender Entwurfsleitfaden für Offline-DCM-Flyback-Wandler mit fester Frequenz

Flyback-Betriebsarten: DCM und CCM

Nachfolgend sehen wir den grundlegenden schematischen Aufbau eines Flyback-Wandlers. Die Hauptabschnitte in dieser Konstruktion sind der Transformator, der Schaltleistungs-Mosfet Q1 auf der Primärseite, der Brückengleichrichter auf der Sekundärseite D1, a Filterkondensator zur Glättung der Ausgang von D1 und eine PWM-Steuerstufe, die eine IC-gesteuerte Schaltung sein kann.

grundlegende Flyback-Konfiguration

Diese Art von Flyback-Design kann einen CCM-Betrieb (Continuous Conduction Mode) oder einen DCM-Modus (Discontinuous Conduction Mode) aufweisen, je nachdem, wie der Leistungs-MOSFET T1 konfiguriert ist.



Grundsätzlich wird im DCM-Modus die gesamte im Transformatorprimär gespeicherte elektrische Energie jedes Mal über die Sekundärseite übertragen, wenn der MOSFET während seiner Schaltzyklen (auch als Rücklaufperiode bezeichnet) ausgeschaltet wird, was dazu führt, dass der Strom auf der Primärseite ein Nullpotential erreicht bevor T1 in seinem nächsten Schaltzyklus wieder einschalten kann.

Im CCM-Modus hat die in der Primärseite gespeicherte elektrische Energie nicht die Möglichkeit, vollständig über die Sekundärseite übertragen oder induziert zu werden.

Dies liegt daran, dass jeder der nachfolgenden Schaltimpulse vom PWM-Controller T1 einschaltet, bevor der Transformator seine volle gespeicherte Energie an die Last übertragen hat. Dies bedeutet, dass der Rücklaufstrom (ILPK und ISEC) während jedes Schaltzyklus niemals das Nullpotential erreichen darf.

Wir können den Unterschied zwischen den beiden Betriebsarten im folgenden Diagramm anhand der aktuellen Wellenformmuster im Primär- und Sekundärteil des Transformators beobachten.

DCM CCM-Wellenformen

Sowohl der DCM- als auch der CCM-Modus haben ihre spezifischen Vorteile, die aus der folgenden Tabelle ersichtlich sind:

Vergleichen von DCM- und CCM-Modi

Im Vergleich zu CCM benötigt die DCM-Modusschaltung höhere Spitzenstrompegel, um eine optimale Leistung auf der Sekundärseite des Transformators sicherzustellen. Dies erfordert wiederum, dass die Primärseite mit einem höheren Effektivstrom bewertet wird, was bedeutet, dass der MOSFET mit dem angegebenen höheren Bereich bewertet werden muss.

In Fällen, in denen das Design mit einem begrenzten Bereich von Eingangsstrom und Komponenten gebaut werden muss, wird normalerweise ein CCM-Modus-Fyback ausgewählt, wodurch das Design einen relativ kleineren Filterkondensator und einen geringeren Leitungsverlust am MOSFET und am Transformator verwenden kann.

CCM wird günstig für Bedingungen, bei denen die Eingangsspannung niedriger ist, während der Strom höher ist (über 6 Ampere). Diese Konstruktionen können für Arbeiten mit über 6 Ampere ausgelegt sein 50 Watt Leistung mit Ausnahme von Ausgängen bei 5 V, bei denen die Wattzahl unter 50 Watt liegen könnte.

Das obige Bild zeigt die aktuelle Reaktion auf der Primärseite der Flyback-Modi und die entsprechende Beziehung zwischen ihren dreieckigen und trapezförmigen Wellenformen.

IA auf der dreieckigen Wellenform gibt den minimalen Initialisierungspunkt an, der zu Beginn der Einschaltperiode des MOSFET als Null angesehen werden kann, und auch einen höheren Stromspitzenpegel, der in der Primärwicklung des MOSFET bestehen bleibt Transformator zu dem Zeitpunkt, bis der MOSFET während des CCM-Betriebsmodus wieder eingeschaltet wird.

IB kann als Endpunkt der aktuellen Größe wahrgenommen werden, während die Mosfet Schalter ist eingeschaltet (Tonnenintervall).

Der normalisierte Stromwert IRMS kann als Funktion des K-Faktors (IA / IB) über der Y-Achse angesehen werden.

Dies kann als Multiplikator verwendet werden, wenn Widerstandsverluste für eine verschiedene Anzahl von Wellenformen unter Bezugnahme auf eine trapezförmige Wellenform mit einer flachen oberen Wellenform berechnet werden müssen.

Dies zeigt auch die zusätzlichen unvermeidbaren Gleichstromleitungsverluste der Transformatorwicklung und der Transistoren oder Dioden als Stromwellenformfunktion. Mithilfe dieser Empfehlungen kann der Konstrukteur mit einem so gut berechneten Konverterdesign Leitungsverluste von bis zu 10 bis 15% vermeiden.

Die Berücksichtigung der oben genannten Kriterien kann für Anwendungen, die für den Umgang mit hohen Effektivströmen ausgelegt sind und als Hauptmerkmale eine optimale Effizienz erfordern, von entscheidender Bedeutung sein.

Es kann möglich sein, die zusätzlichen Kupferverluste zu eliminieren, obwohl dies eine gewaltige Menge erfordern kann Kerngröße im Gegensatz zu Situationen, in denen nur die Kernspezifikationen entscheidend werden.

Wie wir bisher verstanden haben, ermöglicht ein DCM-Betriebsmodus die Verwendung eines Transformators geringerer Größe, besitzt ein größeres Einschwingverhalten und arbeitet mit minimalen Schaltverlusten.

Daher wird dieser Modus für Flyback-Schaltungen, die für höhere Ausgangsspannungen mit relativ niedrigeren Ampere-Anforderungen spezifiziert sind, dringend empfohlen.

Obwohl es möglich sein kann, einen Flyback-Wandler für den DCM- und den CCM-Modus zu entwickeln, muss eines beachtet werden, dass sich diese Schaltfunktion beim Übergang vom DCM- zum CCM-Modus in einen 2-poligen Betrieb umwandelt und zu einem niedrigen Wert führt Impedanz für den Wandler.

Diese Situation macht es wesentlich, zusätzliche Entwurfsstrategien einzubeziehen, einschließlich verschiedener Schleifen (Rückkopplungen) und Steigungskompensationen in Bezug auf das innere Stromschleifensystem. Praktisch bedeutet dies, dass wir sicherstellen müssen, dass der Konverter hauptsächlich für einen CCM-Modus ausgelegt ist und dennoch mit dem DCM-Modus arbeiten kann, wenn am Ausgang leichtere Lasten verwendet werden.

Es kann interessant sein zu wissen, dass es durch die Verwendung fortschrittlicher Transformatormodelle möglich sein kann, einen CCM-Wandler durch eine sauberere und leichtere Lastregelung sowie eine hohe Querregelung über einen weiten Lastbereich durch einen Stufen-Spalt-Transformator zu verbessern.

In solchen Fällen wird ein kleiner Kernspalt durch Einlegen eines externen Elements wie eines Isolierbandes oder Papiers erzwungen, um anfänglich eine hohe Induktivität zu induzieren und auch den CCM-Betrieb mit leichteren Lasten zu ermöglichen. Wir werden dies ein andermal in meinen nachfolgenden Artikeln ausführlich besprechen.

Bei solch vielseitigen Eigenschaften im DCM-Modus ist dies keine Überraschung, wenn dies zur Entwicklung eines problemlosen, effizienten und stromsparenden SMPS wird.

Im Folgenden erfahren Sie Schritt für Schritt, wie Sie einen DCM-Modus-Flyback-Wandler entwerfen.

DCM-Flyback-Entwurfsgleichungen und sequentielle Entscheidungsanforderungen

Schritt 1:
Bewerten und schätzen Sie Ihre Designanforderungen. Alle SMPS-Design muss mit der Bewertung und Bestimmung der Systemspezifikationen beginnen. Sie müssen die folgenden Parameter definieren und zuweisen:

Eingangsspezifikationen für DCM-Flyback

Wir wissen, dass der Effizienzparameter der entscheidende Faktor ist, der zuerst entschieden werden muss. Der einfachste Weg besteht darin, ein Ziel von etwa 75% bis 80% festzulegen, selbst wenn Ihr Design ein kostengünstiges Design ist. Die Schaltfrequenz bezeichnet als

Fsw muss im Allgemeinen kompromittiert werden, um die Transformatorgröße und die durch Schaltvorgänge und EMI verursachten Verluste optimal zu nutzen. Dies bedeutet, dass möglicherweise eine Schaltfrequenz von mindestens unter 150 kHz festgelegt werden muss. Typischerweise kann dies zwischen einem Bereich von 50 kHz und 100 kHz gewählt werden.

Wenn mehr als ein Ausgang für das Design enthalten sein muss, muss der maximale Leistungswert Pout als kombinierter Wert der beiden Ausgänge angepasst werden.

Es mag interessant sein zu wissen, dass bis vor kurzem die beliebtesten konventionellen SMPS-Designs den Mosfet und den hatten PWM-Schaltregler Als zwei verschiedene isolierte Stufen, die über ein PCB-Layout miteinander integriert sind. Heutzutage sind diese beiden Stufen in modernen SMPS-Einheiten in einem Gehäuse eingebettet und als einzelne ICs hergestellt.

Die Parameter, die normalerweise beim Entwurf eines Flyback-SMPS-Konverters berücksichtigt werden, sind hauptsächlich 1) die Anwendung oder die Lastspezifikationen, 2) die Kosten 3) die Standby-Leistung und 4) zusätzliche Schutzfunktionen.

Wenn eingebettete ICs verwendet werden, werden die Dinge normalerweise viel einfacher, da nur der Transformator und einige externe passive Komponenten berechnet werden müssen, um einen optimalen Flyback-Wandler zu entwerfen.

Kommen wir zu den Details der Berechnungen für das Entwerfen eines Flaback-SMPS.

Berechnung des Eingangskondensator-Cin und des Eingangs-Gleichspannungsbereichs

Abhängig von den Eingangsspannungs- und Leistungsspezifikationen kann die Standardregel für die Auswahl von Cin, die auch als Zwischenkreiskondensator bezeichnet wird, aus den folgenden Erläuterungen gelernt werden:

Empfohlener Cin pro Watt Eingang

Um einen breiten Betriebsbereich zu gewährleisten, kann für einen Zwischenkreiskondensator ein Wert von 2 uF pro Watt oder höher gewählt werden, wodurch Sie einen guten Qualitätsbereich für diese Komponente erhalten.

Als nächstes kann es erforderlich sein, die minimale DC-Eingangsspannung zu bestimmen, die durch Lösen erhalten werden kann:

Zwischenkreiskondensatorformel

Wenn die Entladung das Tastverhältnis des Zwischenkreiskondensators wird, das ungefähr bei 0,2 liegen kann

Minimale maximale Spannung des Zwischenkreiskondensators

In der obigen Abbildung können wir die Zwischenkreiskondensatorspannung visualisieren. Wie gezeigt, entsteht die Eingangsspannung während der maximalen Ausgangsleistung und der minimalen Eingangswechselspannung, während die maximale Gleichstromeingangsspannung während der minimalen Eingangsleistung (ohne Last) und während der maximalen Eingangswechselspannung entsteht.

Im Leerlauf können wir eine maximale DC-Eingangsspannung sehen, während der sich der Kondensator auf dem Spitzenpegel der AC-Eingangsspannung auflädt, und diese Werte können mit der folgenden Gleichung ausgedrückt werden:

Zwischenkreiskondensatorgleichung

Schritt 3:

Auswertung der Flyback-induzierten Spannung VR und der maximalen Spannungsbelastung am MOSFET VDS. Die durch Flyback induzierte Spannung VR könnte als die Spannung verstanden werden, die über die Primärseite des Transformators induziert wird, wenn sich der Mosfet Q1 im ausgeschalteten Zustand befindet.

Die obige Funktion wirkt sich wiederum auf die maximale VDS-Bewertung des Mosfets aus, die durch Lösen der folgenden Gleichung bestätigt und identifiziert werden kann:

maximale VDS-Bewertung des Mosfets

Wobei Vspike die Spannungsspitze ist, die aufgrund der Streuinduktivität des Transformators erzeugt wird.

Zunächst kann ein 30% iger Vspike aus VDSmax entnommen werden.

Die folgende Liste gibt an, wie viel reflektierte Spannung oder induzierte Spannung für einen MOSFET mit einer Nennspannung von 650 V bis 800 V und einem anfänglichen Grenzwert VR von weniger als 100 V für einen erwarteten großen Eingangsspannungsbereich empfohlen werden kann.

Für eine Spannung von 650 V bis 800 V kann eine reflektierte oder induzierte Spannung empfohlen werden

Die Auswahl der richtigen VR kann ein Schnäppchen zwischen dem Spannungsniveau über dem Sekundärgleichrichter und den primärseitigen Mosfet-Spezifikationen sein.

Wenn VR durch ein erhöhtes Windungsverhältnis sehr hoch gewählt wird, würde dies zu einem größeren VDSmax führen, jedoch zu einer geringeren Spannungsbelastung der sekundärseitigen Diode.

Und wenn VR durch ein kleineres Windungsverhältnis zu klein gewählt wird, würde dies dazu führen, dass VDSmax kleiner wird, würde jedoch zu einer Erhöhung des Spannungspegels an der Sekundärdiode führen.

Ein größerer primärseitiger VDSmax würde nicht nur ein niedrigeres Spannungsniveau an der sekundärseitigen Diode und eine Verringerung des Primärstroms sicherstellen, sondern auch die Implementierung eines kostengünstigen Designs ermöglichen.

Flyback mit DCM-Modus

Wie berechnet man Dmax in Abhängigkeit von Vreflected und Vinmin?

Bei Instanzen von VDCmin kann ein maximaler Arbeitszyklus erwartet werden. Für diese Situation können wir den Transformator entlang der Schwellenwerte von DCM und CCM entwerfen. In diesem Fall könnte der Arbeitszyklus wie folgt dargestellt werden:

maximaler Arbeitszyklus von VDCmin

Schritt 4:

Berechnung des Primärinduktivitätsstroms

In diesem Schritt berechnen wir die Primärinduktivität und den Primärspitzenstrom.

Die folgenden Formeln könnten zur Identifizierung des primären Spitzenstroms verwendet werden:

Identifizieren des primären Flyback-Spitzenstroms

Sobald dies erreicht ist, können wir die Primärinduktivität unter Verwendung der folgenden Formel innerhalb der maximalen Tastverhältnisgrenzen berechnen.

Flyback-Primärinduktivität berechnen

Beim Flyback ist Vorsicht geboten, er darf aufgrund von Überlastbedingungen nicht in den CCM-Modus wechseln und bei der Berechnung von Poutmax in Gleichung 5 sollte diese maximale Leistungsspezifikation berücksichtigt werden. Der erwähnte Zustand kann auch auftreten, wenn die Induktivität über den Lprimax-Wert erhöht wird. Notieren Sie sich diese.

Schritt 5 ::

So wählen Sie die optimale Kernqualität und -größe aus:

Es kann ziemlich einschüchternd aussehen, wenn Sie die richtige Kernspezifikation und -struktur auswählen, wenn Sie zum ersten Mal ein Flyback entwerfen. Da dies eine erhebliche Anzahl von Faktoren und Variablen beinhalten kann, die berücksichtigt werden müssen. Einige davon, die entscheidend sein können, sind die Kerngeometrie (z. B. EE-Kern / RM-Kern / PQ-Kern usw.), die Kernabmessung (z. B. EE19, RM8 PQ20 usw.) und das Kernmaterial (z. B. 3C96. TP4, 3F3) usw).

Wenn Sie keine Ahnung haben, wie Sie mit den oben genannten Spezifikationen vorgehen sollen, können Sie diesem Problem effektiv begegnen, indem Sie auf a verweisen Standard-Kernauswahlanleitung Sie können die Hilfe auch der folgenden Tabelle entnehmen, in der die ungefähren Kernabmessungen beim Entwurf eines 65-kHz-DCM-Flybacks in Bezug auf die Ausgangsleistung grob angegeben sind.

Auswahl der Kerngröße für einen Flyback-Konverter

Sobald Sie mit der Auswahl der Kerngröße fertig sind, ist es Zeit, die richtige Spule auszuwählen, die gemäß dem Kerndatenblatt erfasst werden kann. Zusätzliche Eigenschaften der Spule wie Anzahl der Stifte, Leiterplattenhalterung oder SMD, horizontale oder vertikale Positionierung all dieser Eigenschaften müssen möglicherweise ebenfalls als bevorzugtes Design betrachtet werden

Das Kernmaterial ist ebenfalls entscheidend und muss basierend auf der Frequenz, der magnetischen Flussdichte und den Kernverlusten ausgewählt werden.

Zunächst können Sie Varianten mit den Namen 3F3, 3C96 oder TP4A ausprobieren. Beachten Sie jedoch, dass die Namen des verfügbaren Kernmaterials je nach Hersteller für identische Typen unterschiedlich sein können.

Berechnen der minimalen Primärwindungen oder Wicklungen

Wo der Begriff Bmax bezeichnet die maximale Betriebsflussdichte, Lpri gibt Auskunft über die Primärinduktivität, Ipri wird zum primären Spitzenstrom, während Ae die Querschnittsfläche des ausgewählten Kerntyps angibt.

Es muss beachtet werden, dass der Bmax niemals die im Datenblatt des Kernmaterials angegebene Sättigungsflussdichte (Bsat) überschreiten darf. Abhängig von Spezifikationen wie Materialtyp und Temperatur können bei Bsat geringfügige Abweichungen bei Ferritkernen auftreten. Ein Großteil davon weist jedoch einen Wert nahe 400 mT auf.

Wenn Sie keine detaillierten Referenzdaten finden, können Sie einen Bmax von 300 mT verwenden. Obwohl die Auswahl eines höheren Bmax dazu beitragen kann, die Anzahl der Primärwindungen zu verringern und die Leitfähigkeit zu verringern, kann der Kernverlust erheblich zunehmen. Versuchen Sie, zwischen den Werten dieser Parameter zu optimieren, sodass sowohl der Kernverlust als auch der Kupferverlust innerhalb akzeptabler Grenzen gehalten werden.

Schritt 6:

Berechnen der Windungszahl für den Hauptsekundärausgang (Ns) und die verschiedenen Hilfsausgänge (Naux)

Damit Bestimmen Sie die Sekundärwindungen Wir müssen zuerst das Drehverhältnis (n) finden, das mit der folgenden Formel berechnet werden kann:

Berechnen Sie die Anzahl der Windungen für den Hauptsekundärausgang (Ns) und die verschiedenen Hilfsausgänge (Naux).

Wobei Np die Primärwindungen und Ns die Sekundärwindungszahl ist, bezeichnet Vout die Ausgangsspannung und VD gibt Auskunft über den Spannungsabfall an der Sekundärdiode.

Zur Berechnung der Windungen für die Hilfsausgänge für einen gewünschten Vcc-Wert kann die folgende Formel verwendet werden:

Berechnung der Windungen für die Hilfsausgänge

Eine Hilfswicklung wird in allen Sperrwandlern entscheidend für die Versorgung des Steuer-IC mit der anfänglichen Anlaufversorgung. Diese Versorgungs-VCC wird normalerweise zur Stromversorgung des Schalt-IC auf der Primärseite verwendet und kann gemäß dem im Datenblatt des IC angegebenen Wert festgelegt werden. Wenn die Berechnung einen nicht ganzzahligen Wert ergibt, runden Sie ihn einfach ab, indem Sie den oberen ganzzahligen Wert direkt über dieser nicht ganzzahligen Zahl verwenden.

So berechnen Sie die Drahtgröße für die ausgewählte Ausgangswicklung

Um die Drahtgrößen für die verschiedenen Wicklungen korrekt zu berechnen, müssen wir zuerst die Effektivstromspezifikation für die einzelnen Wicklungen ermitteln.

Dies kann mit den folgenden Formeln erfolgen:

Als Ausgangspunkt könnte eine Stromdichte von 150 bis 400 Mil pro Ampere zur Bestimmung der Drahtstärke verwendet werden. Die folgende Tabelle zeigt die Referenz für die Auswahl der geeigneten Drahtstärke unter Verwendung von 200 M / A gemäß dem Effektivstromwert. Es zeigt Ihnen auch den Durchmesser des Drahtes und die Grundisolierung für eine Vielzahl von super emaillierten Kupferdrähten.

Flyback empfohlene Drahtstärke basierend auf dem aktuellen Effektivwert

Schritt 8:

Berücksichtigung des Aufbaus des Transformators und der Wicklungskonstruktionsiteration

Nachdem Sie die oben beschriebenen Transformatorparameter ermittelt haben, ist es wichtig zu bewerten, wie die Drahtabmessung und die Anzahl der Windungen innerhalb der berechneten Transformatorkerngröße und der angegebenen Spule angepasst werden. Um dies optimal zu machen, sind möglicherweise mehrere Iterationen oder Experimente erforderlich, um die Kernspezifikation in Bezug auf die Drahtstärke und die Anzahl der Windungen zu optimieren.

Die folgende Abbildung zeigt den Wicklungsbereich für eine bestimmte EE-Kern . Anhand der berechneten Drahtdicke und der Anzahl der Windungen für die einzelne Wicklung kann möglicherweise ungefähr geschätzt werden, ob die Wicklung in den verfügbaren Wicklungsbereich (w und h) passt oder nicht. Wenn die Wicklung nicht passt, muss möglicherweise einer der Parameter außerhalb der Anzahl der Windungen, der Drahtstärke oder der Kerngröße oder mehr als 1 Parameter fein eingestellt werden, bis die Wicklung optimal passt.

Wicklungsbereich für einen bestimmten EE-Kern

Das Wicklungslayout ist entscheidend, da die Arbeitsleistung und die Zuverlässigkeit des Transformators wesentlich davon abhängen. Es wird empfohlen, ein Sandwich-Layout oder eine Sandwich-Struktur für die Wicklung zu verwenden, um die Induktivitätsleckage zu begrenzen, wie in Abb. 5 gezeigt.

Um die internationalen Sicherheitsvorschriften zu erfüllen und einzuhalten, muss die Konstruktion über die Primär- und Sekundärwicklungsschicht einen ausreichenden Isolationsbereich aufweisen. Dies kann durch Verwendung einer Randwicklungsstruktur oder durch Verwendung eines Sekundärdrahtes mit dreifach isolierter Drahtleistung sichergestellt werden, wie in der folgenden jeweiligen Abbildung gezeigt

Flyback-Transformator internationale Wicklungsschemata

Die Verwendung eines dreifach isolierten Drahtes für die Sekundärwicklung wird zur einfacheren Option, um die internationalen Sicherheitsgesetze für Flyback-SMPS-Konstruktionen schnell zu bestätigen. Solche verstärkten Drähte können jedoch eine etwas höhere Dicke aufweisen als die normale Variante, die die Wicklung zwingt, mehr Platz einzunehmen, und erfordern möglicherweise zusätzlichen Aufwand, um in der ausgewählten Spule Platz zu finden.

Schritt 9

So gestalten Sie den primären Klemmkreis

In der Schaltsequenz wird für die AUS-Perioden des Mosfets eine Hochspannungsspitze in Form einer Streuinduktivität über den Mosfet-Drain / die Quelle gelegt, was zu einem Lawinenzusammenbruch führen und letztendlich den Mosfet beschädigen kann.

Um dem entgegenzuwirken, wird normalerweise ein Klemmkreis über der Primärwicklung konfiguriert, der die erzeugte Spitze sofort auf einen sicheren niedrigeren Wert begrenzt.

Sie finden einige Klemmschaltungskonstruktionen, die zu diesem Zweck eingebaut werden können, wie in der folgenden Abbildung gezeigt.

Flyback-Primärklemmkreis

Dies sind nämlich die RCD-Klemme und die Dioden- / Zener-Klemme, wobei letztere viel einfacher zu konfigurieren und zu implementieren ist als die erste Option. In dieser Klemmschaltung verwenden wir eine Kombination aus einer Gleichrichterdiode und einer Hochspannungs-Zenerdiode wie einem TVS (Transient Voltage Suppressor) zum Klemmen der Überspannungsspitze.

Die Funktion der Zenerdiode besteht darin, die Spannungsspitze effizient abzuschneiden oder zu begrenzen, bis die Leckspannung vollständig durch die Zenerdiode geleitet wird. Der Vorteil einer Dioden-Zener-Klemme besteht darin, dass die Schaltung nur dann aktiviert und geklemmt wird, wenn der kombinierte Wert von VR und Vspike die Durchbruchsspezifikation der Zener-Diode überschreitet, und umgekehrt, solange die Spitze unter dem Zener-Durchbruch oder einem sicheren Pegel liegt. Die Klemme wird möglicherweise überhaupt nicht ausgelöst, sodass keine unnötige Verlustleistung entsteht.

Auswahl der Klemmdiode / Zener-Bewertung

Sie sollte immer doppelt so hoch sein wie die reflektierte Spannung VR oder die angenommene Spitzenspannung.
Die Gleichrichterdiode sollte eine ultraschnelle Wiederherstellung oder eine Schottky-Diode mit einer höheren Nennspannung als der maximalen Zwischenkreisspannung sein.

Die alternative Option der RCD-Klemmung hat den Nachteil, dass das dv / dt des MOSFET verlangsamt wird. Hier wird der Widerstandsparameter des Widerstands entscheidend, während die Spannungsspitze begrenzt wird. Wenn eine Rclamp mit niedrigem Wert ausgewählt wird, würde dies den Spike-Schutz verbessern, könnte jedoch die Verlustleistung und die Energieverschwendung erhöhen. Wenn umgekehrt eine Rclamp mit höherem Wert ausgewählt wird, würde dies dazu beitragen, die Verlustleistung zu minimieren, ist jedoch möglicherweise nicht so effektiv Unterdrückung der Spitzen .

Unter Bezugnahme auf die obige Abbildung könnte die folgende Formel verwendet werden, um VR = Vspike sicherzustellen

Flyback Rclamp Formel

Wobei Lleak die Induktivität des Transformators bezeichnet und durch einen Kurzschluss über der Sekundärwicklung ermittelt werden könnte, oder alternativ könnte eine Faustregel durch Anlegen von 2 bis 4% des Primärinduktivitätswerts aufgenommen werden.

In diesem Fall sollte die Kondensator-Klemme im wesentlichen groß sein, um einen Spannungsanstieg während der Absorptionsperiode der Leckagenergie zu verhindern.

Der Wert von Cclamp kann zwischen 100 pF und 4,7 nF gewählt werden. Die in diesem Kondensator gespeicherte Energie wird von Rclamp während jedes Schaltzyklus schnell entladen und aufgefrischt.

Schritt 10

Auswahl der Ausgangsgleichrichterdiode

Dies kann unter Verwendung der oben gezeigten Formel berechnet werden.

Stellen Sie sicher, dass Sie die Spezifikationen so auswählen, dass die maximale Sperrspannung oder der VRRM der Diode nicht weniger als 30% als die VRV-Diode beträgt, und dass die ZF- oder Lawinenvorwärtsstromspezifikation mindestens 50% größer als der IsecRMS ist. Verwenden Sie vorzugsweise eine Schottky-Diode, um Leitungsverluste zu minimieren.

Bei einer DCM-Schaltung kann der Flyback-Spitzenstrom hoch sein. Versuchen Sie daher, eine Diode mit einer niedrigeren Durchlassspannung und relativ höheren Stromspezifikationen hinsichtlich des gewünschten Wirkungsgrads auszuwählen.

Schritt 11

So wählen Sie den Ausgangskondensatorwert aus

Auswählen von a korrekt berechneter Ausgangskondensator Das Entwerfen eines Flybacks kann äußerst wichtig sein, da in einer Flyback-Topologie keine gespeicherte induktive Energie zwischen der Diode und dem Kondensator verfügbar ist. Dies bedeutet, dass der Kondensatorwert unter Berücksichtigung von drei wichtigen Kriterien berechnet werden muss:

1) Kapazität
2) ESR
3) Effektivstrom

Der minimal mögliche Wert könnte in Abhängigkeit von der Funktion der maximal akzeptablen Welligkeitsspannung zwischen Spitze und Spitze des Ausgangs identifiziert werden und kann durch die folgende Formel identifiziert werden:

Wobei Ncp die Anzahl der primärseitigen Taktimpulse bezeichnet, die von der Steuerrückmeldung zur Steuerung des Betriebs von den angegebenen Maximal- und Minimalwerten benötigt werden. Dies kann typischerweise etwa 10 bis 20 Schaltzyklen erfordern.
Iout bezieht sich auf den maximalen Ausgangsstrom (Iout = Poutmax / Vout).

Verwenden Sie die folgende Formel, um den maximalen Effektivwert für den Ausgangskondensator zu ermitteln:

Maximaler Effektivwert für den Ausgangskondensator

Für eine spezifizierte hohe Schaltfrequenz des Rücklaufs erzeugt der maximale Spitzenstrom von der Sekundärseite des Transformators eine entsprechend hohe Welligkeitsspannung, die über das äquivalente ESR des Ausgangskondensators angelegt wird. In Anbetracht dessen muss sichergestellt werden, dass die ESRmax-Nennleistung des Kondensators die angegebene akzeptable Welligkeitsstromfähigkeit des Kondensators nicht überschreitet.

Das endgültige Design kann grundsätzlich die gewünschte Nennspannung und Welligkeitsstromfähigkeit des Kondensators auf der Grundlage des tatsächlichen Verhältnisses der ausgewählten Ausgangsspannung und des Stroms des Rücklaufs umfassen.

Stellen Sie sicher, dass die ESR-Wert wird aus dem Datenblatt basierend auf der Frequenz höher als 1 kHz bestimmt, die typischerweise zwischen 10 kHz und 100 kHz angenommen werden kann.

Es wäre interessant festzustellen, dass ein Einzelkondensator mit einer niedrigen ESR-Spezifikation ausreichen kann, um die Ausgangswelligkeit zu steuern. Sie können versuchen, einen kleinen LC-Filter für höhere Spitzenströme einzubauen, insbesondere wenn der Flyback für die Arbeit mit einem DCM-Modus ausgelegt ist, der möglicherweise eine recht gute Steuerung der Welligkeitsspannung am Ausgang garantiert.

Schritt 12

Weitere wichtige Überlegungen:

A) Auswahl der Spannungs- und Stromstärke für den primärseitigen Brückengleichrichter.

Wählen Sie für den primärseitigen Brückengleichrichter die Nennspannung und den Strom aus

Dies kann durch die obige Gleichung erfolgen.

In dieser Formel PF steht für Leistungsfaktor von der Stromversorgung können wir 0,5 anwenden, falls eine richtige Referenz außer Reichweite gerät. Wählen Sie für den Brückengleichrichter die Dioden oder das Modul mit einer Vorwärtsverstärkerleistung aus, die doppelt so hoch ist wie die IACRMS. Für die Nennspannung kann sie bei 600 V für eine maximale Eingangsspannung von 400 V AC gewählt werden.

B) So wählen Sie den Stromerfassungswiderstand (Rsense) aus:

Sie kann mit der folgenden Gleichung berechnet werden. Der Erfassungswiderstand Rsense ist eingebaut, um die maximale Leistung am Ausgang des Flybacks zu interpretieren. Der Vcsth-Wert kann unter Bezugnahme auf das IC-Datenblatt des Controllers bestimmt werden. Ip (max) bezeichnet den Primärstrom.

C) Auswahl des VCC des Kondensators:

Ein Optimum Kapazitätswert ist entscheidend für den Eingangskondensator, um eine ordnungsgemäße Startperiode zu erzielen. Normalerweise erledigt jeder Wert zwischen 22uF und 47uF die Arbeit gut. Wenn dies jedoch viel niedriger gewählt wird, kann dies dazu führen, dass auf dem Controller-IC eine Unterspannungssperre ausgelöst wird, bevor sich der Vcc durch den Wandler entwickeln kann. Im Gegensatz dazu könnte ein größerer Kapazitätswert zu einer unerwünschten Verzögerung der Startzeit des Wandlers führen.

Stellen Sie außerdem sicher, dass dieser Kondensator von bester Qualität ist und sehr gute ESR- und Welligkeitsstromspezifikationen aufweist, die dem Ausgang entsprechen Kondensatorspezifikationen . Es wird dringend empfohlen, einen weiteren Kondensator mit kleinerem Wert in der Größenordnung von 100 nF parallel zum oben beschriebenen Kondensator und so nahe wie möglich an den Vcc / Masse-Pinbelegungen des Controller-IC anzuschließen.

D) Konfigurieren der Rückkopplungsschleife:

Die Rückkopplungsschleifenkompensation wird wichtig, um die Erzeugung von Schwingungen zu stoppen. Das Konfigurieren der Schleifenkompensation kann für das Zurückfliegen im DCM-Modus einfacher sein als für ein CCM, da in der Leistungsstufe keine „rechte Halbebene Null“ vorhanden ist und daher keine Kompensation erforderlich ist.

Konfigurieren der Flyback-Rückkopplungsschleife

Wie in der obigen Abbildung gezeigt, reicht ein einfacher RC (Rcomp, Ccomp) meist gerade aus, um eine gute Stabilität über die Schleife hinweg aufrechtzuerhalten. Im Allgemeinen kann der Rcomp-Wert zwischen 1 K und 20 K gewählt werden, während Ccomp im Bereich von 100 nF und 470 pF liegen kann.

Dies schließt unsere ausführliche Diskussion über das Entwerfen und Berechnen eines Flyback-Konverters ab. Wenn Sie Vorschläge oder Fragen haben, können Sie diese im folgenden Kommentarfeld angeben. Ihre Fragen werden so schnell wie möglich beantwortet.

Höflichkeit: Infineon




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